Ottenere risultati positivi dai termistori NTC con una semplice interfaccia passiva

I termistori NTC sono noti per il loro basso costo, le dimensioni ridotte, la struttura robusta, l'elevata precisione, la versatilità e l'elevata sensibilità, ma la loro funzione di risposta alla temperatura è altamente non lineare, rendendo l'eccitazione e la digitalizzazione e l'elaborazione del segnale un compito difficile...

Considerati il ​​loro costo generalmente basso, le dimensioni ridotte, la costruzione robusta, la precisione, la versatilità e la sensibilità, non c'è da stupirsi che i termistori a coefficiente di temperatura negativo (NTC) di base siano tra i sensori di temperatura più popolari disponibili. Tuttavia, la loro funzione di risposta alla temperatura è altamente non lineare (letteralmente esponenziale), rendendo l'eccitazione e la digitalizzazione e l'elaborazione del segnale esercizi di progettazione interessanti.

La scheda tecnica di un tipico termistore NTC (ad esempio, Molex 2152723605) riassume le proprietà termoelettriche con quattro parametri (equazioni da 1 a 5), ​​mostrati nella Figura 1 (numeri presi in prestito dai dati 2152723605):

A = temperatura nominale/di calibrazione (25°C = 298.15 K) (1)

Ro = resistenza a To (10k ±1%) (2)

b = beta (3892 K) (3)

Fattore di dissipazione (autoriscaldamento) (1.5 mW/°C) (4)

Quindi la resistenza del termistore (Rt) in funzione della temperatura (T) in Kelvin è prevista da:

Rt = Ro exp(b(T(-1– A(-1))) (5)

Applicando il classico principio KISS, nella Figura 1 vediamo un candidato per il circuito più semplice possibile per ottenere un segnale da un termistore, e un po' di matematica di base per ricavare una misurazione della temperatura dal suo output e dai parametri 1, 2 e 3 da quelli sopra.

Figura 1 Circuito di eccitazione passiva del termistore di base:

Cx = riduzione del rumore opzionale, forse 100 nF

Rx = resistenza di eccitazione

Rt = Rx(V/Vrif)/(1 – V/Vrif)

E = (Ln (Rt/Rx)/b + Tx-1)-1

A parte il (molto poco critico) Cx e il termistore stesso, l'unico componente nella Figura 1 è Rx. Qual è il modo migliore per scegliere il suo valore?

L'intuizione suggerisce e la matematica conferma che la scelta ottimale (almeno quasi) è di rendere Rx uguale a quella del termistore al centro dell'intervallo di misurazione della temperatura richiesto dall'applicazione. Tale temperatura del punto medio (chiamiamola Tx) produrrà quindi V = Vref/2 e quindi distribuirà la risoluzione ADC simmetricamente sull'intervallo di misurazione. L'equazione 5 ci dice come arrivarci.

Supponiamo di scegliere un intervallo di misurazione da 0 °C a 100 °C, quindi Tx = 50 °C = 323.15 K e l'aritmetica dell'equazione 5 ci dice (utilizzando i numeri di 2152723605):

Rx = Ro exp(b(Trasmissione-1- Per-1)) Rx = 10000 exp(3892 (323.15-1 - 298.15-1)) Rx = 3643 (valore standard più vicino dell'1% = 3650)

Ora, se scegliamo opportunamente Vref = 5V sia per l'ingresso a Rx che per l'ingresso di riferimento dell'ADC (poiché questa è una misurazione raziometrica, il valore assoluto di Vref è relativamente irrilevante), possiamo impostare:

X = MDC/2N = V/Vref Quindi, T = (Ln(X/(1 – X))/b + Tx -1)-1

°C = (Ln(X/(1 – X))/3892 + 0.003095)-1- 273.15

E il gioco è fatto!

Oppure no? Che dire del fattore di dissipazione (autoriscaldamento) (1.5 mW/°C)?

Ovviamente non vogliamo che l'autoriscaldamento del termistore interferisca in modo significativo con la misurazione della temperatura. Un limite ragionevole per l'errore di autoriscaldamento potrebbe essere di mezzo grado e nel caso di 2152723803 mW/°C del 1.5, ciò imporrebbe di limitare la dissipazione massima a non più di:

Pmax = (1.5 mW)/2 = 0.75 mW

La dissipazione raggiunge il massimo a Vref(2)/4/Rx quando Rt = Rx e in questo caso di Vref

= 5V sarà quindi:

Pmax = Vrif2/4/Ricetta

= 25 / 4 / 3650

= 1.7 MW

= 1.1°C

Oddio! È più di due volte l'errore massimo di autoriscaldamento stabilito. Cosa fare? Niente paura, una soluzione è suggerita dalla Figura 2.

Figura 2 Rvdd limita il massimo autoriscaldamento del termistore a Pmax:

Pmax = Vdd(2)/4/(Rx + Rvdd)

Rvdd = Vdd(2)/4/Pmax – Rx se > zero, altrimenti Rvdd = 0

(Vdd Rx/(Rvdd + Rx)) < Vref < Vdd

Immergendoci nuovamente nei numeri 2152723605 e mantenendo Vdd = 5 V:

Rvdd = 25/4/(0.75 mW) – 3650

Numero di serie = 8333 – 3650 = 4.7k

Pmax = 0.749 mW

2.8 V < Vrif < 5 V

Si noti che se la matematica della Figura 2 produce un valore pari a zero o negativo per Rvdd, allora non è necessario alcun Rvdd e il circuito originale della Figura 1 funzionerà correttamente.

Sebbene Vref vari con Rt e quindi con la temperatura, gli ADC monolitici con riferimento esterno sono in genere molto tolleranti alle variazioni di Vref all'interno dell'intervallo indicato ed eseguono conversioni ratiometriche accurate nonostante ciò.