シンプルなパッシブインターフェースでNTCサーミスタから良い結果を得る

NTC サーミスタは、低コスト、小型、頑丈な構造、高精度、多用途性、高感度などの点で人気がありますが、温度応答関数が高度に非線形であるため、励起と信号のデジタル化および処理が困難な作業となります...

一般的に低コスト、小型、堅牢な構造、精度、汎用性、感度を考えると、基本的な負温度係数 (NTC) サーミスタが、入手可能な温度センサーの中で最も人気のあるものの 1 つであることは不思議ではありません。ただし、その温度応答関数は高度に非線形 (文字通り指数関数的) であるため、励起と信号のデジタル化および処理は興味深い設計課題となります。

一般的な NTC サーミスタのデータシート (例: Molex 2152723605) では、図 1 に示すように、熱電特性が 5 つのパラメータ (式 1 ～ 2152723605) でまとめられています (数値は XNUMX のデータから借用)。

To = 定格/校正温度（25°C = 298.15 K）（1）

Ro = Toにおける抵抗（10k±1%）（2）

b = ベータ (3892 K) (3)

放散（自己発熱）係数（1.5 mW/°C）（4）

すると、サーミスタ抵抗 (Rt) はケルビン単位の温度 (T) の関数として次のように予測されます。

Rt = ロ EXP(b(T(-1– に(-1))) (5)

古典的な KISS 原理を適用すると、図 1 に、サーミスタからの信号を操作するための最も単純な回路の候補と、その出力と上記のパラメータ 1、2、3 から温度測定値を選別するための基本的な計算が示されています。

図1 基本的なサーミスタ受動励起回路：

Cx = オプションのノイズ低減、おそらく 100 nF

Rx = 励起抵抗器

Rt = Rx(V/Vref)/(1 – V/Vref)

T=（Ln (Rt/Rx)/b + Tx-1)-1

図 1 では、(あまり重要ではない) Cx とサーミスタ自体以外のコンポーネントは Rx のみです。その値を選択する最適な方法は何でしょうか?

直感的にも数学的にも、Rx をアプリケーションに必要な温度測定範囲の中央のサーミスタと等しくするのが最適 (少なくともほぼ最適) な選択であることが示唆され、確認されています。この中間点温度 (Tx と呼びます) は V = Vref/2 を出力し、測定範囲にわたって ADC 解像度を対称的に分散します。方程式 5 は、その方法を示しています。

測定範囲を 0oC ～ 100oC に選択したとすると、Tx = 50oC = 323.15 K となり、式 5 の計算は次のようになります (2152723605 の数値を使用)。

Rx = 回転 EXP(b(Tx-1- この-1)) 受信 = 10000 EXP（3892（323.15-1 - 298.15-1)) Rx = 3643 (最も近い標準 1% 値 = 3650)

ここで、Rx への入力と ADC のリファレンス入力の両方に Vref = 5V を選択すると (これはレシオメトリック測定なので、Vref の絶対値はそれほど重要ではありません)、次のように設定できます。

X = ADC/2N = V/Vref すると、T = (Ln(X/(1 – X))/b + Tx -1)-1

°C = (Ln(X/(1 – X))/3892 + 0.003095)-1- 273.15

そして仕事は完了です！

それともそうでしょうか? 散逸 (自己発熱) 係数 (1.5 mW/°C) はどうでしょうか?

当然のことながら、サーミスタの自己発熱が温度測定に大きく影響することは避けたいものです。自己発熱誤差の妥当な制限は 2152723803 度程度で、1.5 の XNUMX mW/°C の場合、最大消費電力を次の値以下に制限する必要があります。

Pmax = (1.5 mW)/2 = 0.75 mW

Rt = Rxのとき、消費電力はVref(2)/4/Rxで最大となり、この場合Vrefは

= 5V は次のようになります。

Pmax = Vref2/4/処方

= 25/4/3650

= 1.7mW

=1.1°C

うわあ！それは 2回 規定の最大自己発熱誤差。どうすればいいでしょうか? 心配しないでください。図 2 に解決策が示されています。

図2 Rvddはサーミスタの最大自己発熱をPmaxに制限します。

Pmax = Vdd(2)/4/(Rx + Rvdd)

Rvdd = Vdd(2)/4/Pmax – Rx > 0、それ以外の場合 Rvdd = XNUMX

(Vdd Rx/(Rvdd + Rx)) < Vref < Vdd

再び 2152723605 の数値を入力し、Vdd = 5 V を維持します。

Rvdd = 25/4/(0.75 mW) – 3650

逆数 = 8333 – 3650 = 4.7k

Pmax = 0.749 mW

2.8V < Vref < 5V

図 2 の計算で Rvdd の値がゼロまたは負になる場合は、Rvdd は必要なく、元の図 1 の回路は問題なく動作することに注意してください。

Vref は Rt によって変化し、したがって温度によっても変化しますが、外部参照モノリシック ADC は通常、示されている範囲内での Vref の変動に対して非常に耐性があり、変動があっても正確な比率変換を実行します。