Obtención de resultados positivos de los termistores NTC con una interfaz pasiva sencilla

Los termistores NTC son populares por su bajo costo, tamaño pequeño, construcción robusta, alta precisión, versatilidad y alta sensibilidad, pero su función de respuesta de temperatura es altamente no lineal, lo que hace que la excitación y la digitalización y procesamiento de señales sean una tarea difícil.

Dado su bajo costo, tamaño pequeño, construcción robusta, precisión, versatilidad y sensibilidad, no sorprende que los termistores básicos de coeficiente de temperatura negativo (NTC) se encuentren entre los sensores de temperatura más populares disponibles. Sin embargo, su función de respuesta de temperatura es altamente no lineal (literalmente exponencial), lo que hace que la excitación y la digitalización y procesamiento de señales sean ejercicios de diseño interesantes.

La hoja de datos de un termistor NTC típico (por ejemplo, Molex 2152723605) resume las propiedades termoeléctricas con cuatro parámetros (ecuaciones 1 a 5), ​​que se muestran en la Figura 1 (números tomados de los datos de 2152723605):

To = temperatura nominal/de calibración (25 °C = 298.15 K) (1)

Ro = resistencia en To (10k ±1%) (2)

b = beta (3892 K) (3)

Factor de disipación (autocalentamiento) (1.5 mW/°C) (4)

Luego, la resistencia del termistor (Rt) en función de la temperatura (T) en Kelvin se predice mediante:

Rt = Ro exp(b(T(-1– A(-1))) (5)

Aplicando el principio KISS clásico, vemos en la Figura 1 un candidato para el circuito más simple posible para extraer una señal de un termistor, y algo de matemática básica para seleccionar una medición de temperatura de su salida y los parámetros 1, 2 y 3 de arriba.

Figura 1 Circuito básico de excitación pasiva del termistor:

Cx = reducción de ruido opcional, quizás 100 nF

Rx = resistencia de excitación

Rt = Rx(V/Vref)/(1 – V/Vref)

T= (Ln (Rt/Rx)/b + Tx-1)-1

Aparte del Cx (que no es crítico) y del propio termistor, el único componente que aparece en la Figura 1 es Rx. ¿Cuál es la mejor manera de elegir su valor?

La intuición sugiere y las matemáticas confirman que la opción óptima (al menos casi) es hacer que Rx sea igual a la del termistor en el punto medio del intervalo de medición de temperatura requerido por la aplicación. Dicha temperatura de punto medio (llamémosla Tx) generará entonces V = Vref/2 y, por lo tanto, distribuirá la resolución del ADC simétricamente en todo el intervalo de medición. La ecuación 5 nos dice cómo llegar allí.

Supongamos que elegimos un rango de medición de 0oC a 100oC, entonces Tx = 50oC = 323.15 K y la aritmética de la Ecuación 5 nos dice (usando los números de 2152723605):

Rx = Ro exp(b(Tx-1- Esta-1)) Rx = 10000 exp(3892 (323.15-1 298.15-1)) Rx = 3643 (valor estándar 1% más cercano = 3650)

Ahora, si elegimos convenientemente Vref = 5V tanto para la entrada a Rx como para la entrada de referencia del ADC (dado que esta es una medición raciométrica, el valor absoluto de Vref es relativamente poco importante) podemos establecer:

X = CAD/2N = V/Vref Entonces, T = (Ln(X/(1 – X))/b + Tx -1)-1

°C = (Ln(X/(1 – X))/3892 + 0.003095)-1273.15

¡Y el trabajo está hecho!

¿O no? ¿Y qué pasa con ese factor de disipación (calentamiento propio) (1.5 mW/°C)?

Obviamente, no queremos que el autocalentamiento del termistor interfiera significativamente con la medición de temperatura. Un límite razonable para el error de autocalentamiento podría ser medio grado y, en el caso de los 2152723803 mW/°C del 1.5, esto indicaría que la disipación máxima se limitaría a no más de:

Pmáx = (1.5 mW)/2 = 0.75 mW

La disipación alcanza un máximo de Vref(2)/4/Rx cuando Rt = Rx y en este caso de Vref

= 5V por lo tanto será:

Pmáx = Vref2/4/Réceta

= 25 / 4 / 3650

= 1.7 megavatios

= 1.1 ° C

¡Vaya! Eso es más que... dos veces El error máximo de autocalentamiento estipulado. ¿Qué hacer? No hay de qué preocuparse, la figura 2 sugiere una solución.

La figura 2 Rvdd limita el autocalentamiento máximo del termistor a Pmax:

Pmáx = Vdd(2)/4/(Rx + Rvdd)

Rvdd = Vdd(2)/4/Pmax – Rx si > cero, en caso contrario Rvdd = 0

(Vdd Rx/(Rvdd + Rx)) < Vref < Vdd

Volviendo a sumergirnos en los números 2152723605 y manteniendo Vdd = 5 V:

Rvdd = 25/4/(0.75 mW) – 3650

Rvdd = 8333 – 3650 = 4.7k

Pmáx = 0.749 mW

2.8 V < Vref < 5 V

Tenga en cuenta que si el cálculo de la Figura 2 arroja un valor cero o negativo para Rvdd, entonces no se requiere Rvdd y el circuito original de la Figura 1 funcionará bien.

Aunque Vref variará con Rt y, por lo tanto, con la temperatura, los ADC monolíticos de referencia externa suelen ser muy tolerantes a las variaciones de Vref dentro del rango mostrado y realizarán conversiones raciométricas precisas a pesar de ellas.