透過簡單的被動介面從 NTC 熱敏電阻獲得積極結果

NTC熱敏電阻因其成本低、體積小、結構堅固、高精度、多功能性和高靈敏度而廣受歡迎，但其溫度響應函數高度非線性，使激勵和訊號數位化和處理成為一項艱鉅的任務...

由於其成本低、體積小、結構堅固、精確、多功能和靈敏度高，基本負溫度係數 (NTC) 熱敏電阻成為最受歡迎的溫度感測器之一，這並不奇怪。然而，它們的溫度響應函數是高度非線性的（實際上是指數的），使得激勵和訊號數位化和處理成為有趣的設計練習。

典型的 NTC 熱敏電阻的資料表（例如，Molex 2152723605）以四個參數（公式 1 至 5）總結了熱電特性，如圖 1 所示（數字借用自 2152723605 資料）：

To = 額定/校準溫度（25°C = 298.15 K）(1)

Ro = To 時的電阻（10k ±1%）（2）

b=β（3892K）（3）

耗散（自熱）因數（1.5 mW/°C） (4)

然後，熱敏電阻電阻 (Rt) 與開爾文溫度 (T) 的關係可預測為：

Rt=Ro EXP（b（T（-1– 至（-1））） （5）

應用經典的 KISS 原理，我們在圖 1 中看到了一個最簡單的電路候選，該電路用於從熱敏電阻中獲取訊號，並進行了一些基本的數學運算，以從其輸出和上面的參數 1、2 和 3 中篩選出溫度測量值。

圖1 基本熱敏電阻被動激勵電路：

Cx = 可選降噪，約 100 nF

Rx = 激勵電阻

Rt = Rx(V/Vref)/(1 – V/Vref)

T=（Ln （接收/返回）/b + 發送-1)-1

除了（不太重要的）Cx 和熱敏電阻本身之外，圖 1 中唯一的組件是 Rx。如何最好地選擇它的價值？

直覺顯示並且數學證實，最佳（至少接近如此）選擇是使 Rx 等於應用所需的溫度測量跨度中間的熱敏電阻。所述中點溫度（稱為 Tx）將輸出 V = Vref/2，從而在測量範圍內對稱分佈 ADC 解析度。方程式。 5 告訴我們如何到達那裡。

假設我們選擇 0oC 至 100oC 的測量範圍，則 Tx = 50oC = 323.15 K，公式 5 的算術告訴我們（使用 2152723605 的數字）：

Rx=Ro EXP(b(Tx-1- 至-1））接收 = 10000 EXP(3892(323.15)-1 - 298.15-1)) Rx = 3643（最接近的標準 1% 值 = 3650）

現在，如果我們方便地選擇 Vref = 5V 作為 Rx 輸入和 ADC 參考輸入（因為這是一個比率測量，Vref 的絕對值相對不重要），我們可以設定：

X = ADC/2N = V/Vref 然後，T = (Ln（X /（1 - X））/ b + Tx -1)-1

攝氏度 = (Ln（X /（1 - X））/3892 + 0.003095）-1 - 273.15

工作完成了！

或者是？那麼耗散（自熱）係數（1.5 mW/°C）呢？

我們顯然不希望熱敏電阻自熱顯著幹擾溫度測量。自熱誤差的合理限度可能是半度，就 2152723803 的 1.5 mW/°C 而言，這將要求將最大耗散限制在不超過：

Pmax = (1.5毫瓦)/2 = 0.75毫瓦

當 Rt = Rx 時，耗散最大為 Vref(2)/4/Rx，在此情況下為 Vref

= 5V 因此將是：

Pmax=Vref2/4/接收

= 25 / 4 / 3650

= 1.7 兆瓦

= 1.1°C

哎呀！這比 兩次 規定的最大自熱誤差。怎麼辦？不用擔心，圖 2 提出了解決方案。

圖 2 Rvdd 將最大熱敏電阻自熱限制為 Pmax：

Pmax = Vdd(2)/4/(Rx + Rvdd)

若 Rvdd = Vdd(2)/4/Pmax – Rx > 零，則為 Rvdd = 0

(Vdd Rx/(Rvdd + Rx)) < Vref < Vdd

再次浸入 2152723605 數字並保持 Vdd = 5 V：

Rvdd = 25/4/(0.75 毫瓦) – 3650

Rvdd = 8333 – 3650 = 4.7k

最大功率 = 0.749 毫瓦

2.8V < 參考電壓 < 5V

請注意，如果圖 2 的數學運算得出 Rvdd 的值為零或負值，則不需要 Rvdd，且原始圖 1 的電路將正常運作。

儘管 Vref 會隨 Rt 和溫度而變化，但外部參考單片 ADC 通常對所示範圍內的 Vref 變化具有很強的容忍度，並且可以執行準確的比例轉換。