دریافت نتایج مثبت از ترمیستورهای NTC با رابط غیرفعال ساده

ترمیستورهای NTC به دلیل هزینه کم، اندازه کوچک، ساختار ناهموار، دقت بالا، تطبیق پذیری و حساسیت بالا محبوب هستند، اما عملکرد پاسخ دمایی آنها بسیار غیرخطی است و باعث می شود که تحریک و دیجیتالی کردن سیگنال و پردازش یک کار دشوار ...

با توجه به هزینه کم، اندازه کوچک، ساختار قوی، دقت، تطبیق پذیری و حساسیت، جای تعجب نیست که ترمیستورهای ضریب دمای منفی پایه (NTC) در میان محبوب ترین سنسورهای دمای موجود قرار می گیرند. با این حال، تابع پاسخ دمایی آنها بسیار غیرخطی (به معنای واقعی کلمه نمایی) است، که باعث دیجیتالی شدن تحریک و سیگنال و پردازش تمرین های طراحی جالب می شود.

برگه داده معمولی ترمیستور NTC (به عنوان مثال، Molex 2152723605) خصوصیات ترموالکتریک را با چهار پارامتر (معادلات 1 تا 5) خلاصه می کند، که در شکل 1 نشان داده شده است (اعداد وام گرفته شده از داده های 2152723605):

تا = دمای درجه بندی/کالیبراسیون (25 درجه سانتی گراد = 298.15 کلوین) (1)

Ro = مقاومت در To (10k±1%) (2)

b = بتا (3892 K) (3)

فاکتور اتلاف (خودگرم شدن) (1.5 mW/°C) (4)

سپس مقاومت ترمیستور (Rt) به عنوان تابعی از دما (T) بر حسب کلوین پیش‌بینی می‌شود:

Rt = Ro درصد این سطح(b(T(-1- به (-1))) (5)

با به کارگیری اصل KISS کلاسیک، در شکل 1 یک کاندید برای ساده ترین مدار ممکن برای چرخاندن سیگنال از یک ترمیستور، و برخی ریاضیات اولیه برای اندازه گیری دما از خروجی آن و پارامترهای 1، 2 و 3 از بالا را می بینیم.

شکل 1 مدار تحریک غیرفعال ترمیستور پایه:

Cx = کاهش نویز اختیاری، شاید 100 nF

Rx = مقاومت تحریک

Rt = Rx(V/Vref)/(1 – V/Vref)

T= (Ln (Rt/Rx)/b + Tx-1)-1

به غیر از Cx (بسیار غیر بحرانی) و خود ترمیستور، تنها جزء در شکل 1 Rx است. چگونه بهترین ارزش آن را انتخاب کنیم؟

شهود پیشنهاد می‌کند و ریاضیات تأیید می‌کند که انتخاب بهینه (حداقل تقریباً همینطور) این است که Rx را برابر ترمیستور در وسط دامنه اندازه‌گیری دما مورد نیاز برنامه قرار دهیم. دمای نقطه میانی گفته شده (آن را Tx می نامیم) سپس V = Vref/2 را خروجی می دهد و بنابراین وضوح ADC را به طور متقارن در محدوده اندازه گیری توزیع می کند. معادله. 5 به ما می گوید که چگونه به آنجا برسیم.

فرض کنید محدوده اندازه گیری 0oC تا 100oC را انتخاب می کنیم، سپس Tx = 50oC = 323.15 K و محاسبات معادله 5 به ما می گوید (با استفاده از اعداد 2152723605):

Rx = Ro درصد این سطح(ب(Tx-1- به-1)) Rx = 10000 درصد این سطح(3892 (323.15-1 - 298.15-1)) Rx = 3643 (نزدیکترین مقدار استاندارد 1٪ = 3650)

حال، اگر به راحتی Vref = 5V را برای ورودی Rx و ورودی مرجع ADC انتخاب کنیم (از آنجایی که این یک اندازه گیری نسبتی است، مقدار مطلق Vref نسبتاً بی اهمیت است) می توانیم تنظیم کنیم:

X = ADC/2N = V/Vref سپس، T = (Ln(X/(1 – X))/b + Tx -1)-1

درجه سانتی گراد = (Ln(X/(1 – X))/3892 + 0.003095)-1- 273.15

و کار تمام شد!

یا هست؟ در مورد ضریب اتلاف (خودگرم شدن) (1.5 mW/°C) چطور؟

بدیهی است که نمی‌خواهیم خود گرمایش ترمیستور به طور قابل توجهی در اندازه‌گیری دما اختلال ایجاد کند. یک حد معقول برای خطای خود گرمایش ممکن است نیم درجه باشد و در مورد 2152723803 mW/°C 1.5، این دیکته می‌کند که حداکثر اتلاف را به بیش از:

Pmax = (1.5 mW)/2 = 0.75 mW

زمانی که Rt = Rx و در این مورد Vref، اتلاف به Vref(2)/4/Rx می رسد.

بنابراین 5 ولت خواهد بود:

Pmax = Vref2/4/Rx

= 25/4/3650

= 1.7 مگاوات

= 1.1 درجه سانتیگراد

بله! این بیشتر از دو برابر حداکثر خطای خود گرمایشی تعیین شده چه باید کرد؟ نگران نباشید، یک راه حل در شکل 2 پیشنهاد شده است.

شکل 2 Rvdd حداکثر خود گرمایش ترمیستور را به Pmax محدود می کند:

Pmax = Vdd(2)/4/(Rx + Rvdd)

Rvdd = Vdd(2)/4/Pmax - Rx اگر > صفر باشد، در غیر این صورت Rvdd = 0

(Vdd Rx/(Rvdd + Rx)) < Vref < Vdd

دوباره وارد اعداد 2152723605 شوید و Vdd = 5 V را حفظ کنید:

Rvdd = 25/4/(0.75 مگاوات) – 3650

Rvdd = 8333 – 3650 = 4.7k

Pmax = 0.749 میلی وات

2.8 V < Vref < 5 V

توجه داشته باشید که اگر ریاضی شکل 2 مقدار صفر یا منفی را برای Rvdd به دست آورد، دیگر نیازی به Rvdd نیست و مدار شکل 1 اصلی به خوبی کار خواهد کرد.

اگرچه Vref با Rt و در نتیجه دما تغییر می کند، ADC های یکپارچه مرجع خارجی معمولاً نسبت به تغییرات Vref در محدوده نشان داده شده بسیار متحمل هستند و با وجود آنها تبدیل های نسبت سنجی دقیقی را انجام می دهند.