通过简单的无源接口从 NTC 热敏电阻获得积极结果

NTC热敏电阻因其成本低、体积小、结构坚固、高精度、多功能性和高灵敏度而广受欢迎，但其温度响应函数高度非线性，使激励和信号数字化和处理成为一项艰巨的任务......

由于成本低、尺寸小、结构坚固、精度高、用途广泛且灵敏度高，基本负温度系数 (NTC) 热敏电阻成为市场上最受欢迎的温度传感器之一也就不足为奇了。然而，它们的温度响应函数是高度非线性的（实际上是指数型的），因此激励和信号数字化与处理成为有趣的设计练习。

典型的 NTC 热敏电阻的数据表（例如，Molex 2152723605）用四个参数（公式 1 至 5）总结了热电特性，如图 1 所示（数字借用自 2152723605 数据）：

To = 额定/校准温度（25°C = 298.15 K）(1)

Ro = To 时的电阻（10k ±1%）（2）

b=β（3892K）（3）

耗散（自热）因数（1.5 mW/°C） (4)

然后，热敏电阻电阻 (Rt) 与开尔文温度 (T) 的关系可预测为：

Rt=Ro EXP（b（T（-1– 至（-1））） （5）

应用经典的 KISS 原理，我们在图 1 中看到了一个最简单的电路候选，该电路用于从热敏电阻中获取信号，并进行了一些基本的数学运算，以从其输出和上面的参数 1、2 和 3 中筛选出温度测量值。

图1 基本热敏电阻无源激励电路：

Cx = 可选降噪，大约 100 nF

Rx = 激励电阻

Rt = Rx(V/Vref)/(1 – V/Vref)

T=（Ln （接收/返回）/b + 发送-1)-1

除了（不太重要的）Cx 和热敏电阻本身外，图 1 中唯一的组件是 Rx。如何最好地选择其值？

直觉表明，数学也证实，最佳（至少接近最佳）选择是使 Rx 等于应用所需的温度测量范围中间的热敏电阻。所述中点温度（称为 Tx）将输出 V = Vref/2，从而在测量范围内对称分布 ADC 分辨率。公式 5 告诉我们如何实现这一点。

假设我们选择 0oC 至 100oC 的测量范围，则 Tx = 50oC = 323.15 K，公式 5 的算术告诉我们（使用 2152723605 的数字）：

Rx=Ro EXP(b(Tx-1- 至-1））接收 = 10000 EXP(3892(323.15)-1 - 298.15-1)) Rx = 3643（最接近的标准 1% 值 = 3650）

现在，如果我们方便地选择 Vref = 5V 作为 Rx 输入和 ADC 参考输入（因为这是一个比率测量，Vref 的绝对值相对不重要），我们可以设置：

X = ADC/2N = V/Vref 然后，T = (Ln（X /（1 - X））/ b + Tx -1)-1

摄氏度 = (Ln（X /（1 - X））/3892 + 0.003095）-1 - 273.15

工作完成了！

是吗？耗散（自热）系数 (1.5 mW/°C) 怎么样？

我们显然不希望热敏电阻自热显著干扰温度测量。自热误差的合理限度可能是半度，对于 2152723803 的 1.5 mW/°C 来说，这将决定将最大耗散限制在不超过：

Pmax = (1.5毫瓦)/2 = 0.75毫瓦

当 Rt = Rx 时，耗散最大为 Vref(2)/4/Rx，在这种情况下为 Vref

= 5V 因此将是：

Pmax=Vref2/4/接收

= 25/4/3650

= 1.7 兆瓦

= 1.1°C

哎呀！这比 两次 规定的最大自热误差。该怎么办？不用担心，图 2 给出了解决方案。

图 2 Rvdd 将热敏电阻的最大自热限制为 Pmax：

Pmax = Vdd(2)/4/(Rx + Rvdd)

Rvdd = Vdd(2)/4/Pmax – 如果 > 零，则 Rx，否则 Rvdd = 0

(Vdd Rx/(Rvdd + Rx)) < Vref < Vdd

再次浸入 2152723605 数字并保持 Vdd = 5 V：

Rvdd = 25/4/(0.75 mW) – 3650

Rvdd = 8333 – 3650 = 4.7k

最大功率 = 0.749 毫瓦

2.8V < 参考电压 < 5V

请注意，如果图 2 的数学运算得出 Rvdd 的值为零或负值，则不需要 Rvdd，并且原始图 1 的电路将正常工作。

尽管 Vref 会随 Rt 和温度而变化，但外部参考单片 ADC 通常对所示范围内的 Vref 变化具有很强的容忍度，并且可以执行准确的比例转换。